Автоматический регулятор прерывистого действия, выходной сигнал (управляющее воздействие) которого имеет характер модулированной последовательности импульсов. Необходимым элементом Р. и. является импульсный элемент (модулятор), осуществляющий модуляцию выходной импульсной последовательности в соответствии с величиной сигнала ошибки. В зависимости от вида модуляции импульсной различают амплитудно-, широтно- и частотно-импульсные регуляторы.

Импульсный характер управления облегчает решение ряда тех. проблем, возникающих при разработке автомат, регуляторов, и позволяет создавать регулирующие устройства, обладающие существенными конструктивными и эксплуатационными преимуществами. Одним из главных преимуществ Р. и. является то, что в них с помощью простых и экономичных тех. средств можно разрешить противоречие между точностью и мощностью управляющих сигналов. При непрерывном характере управления первичный измерительный прибор (магнитоэлектрический гальванометр, логометр, гироскоп и т. п.) постоянно соединен с датчиком-преобразователем, который преобразует показания прибора в мощный сигнал, управляющий работой исполнительного механизма. Датчик является дополнительной нагрузкой на подвижную систему прибора, снижающей точность его показаний. В Р. и. имеется возможность подключать датчик к первичному прибору лишь на время действия управляющего импульса. На это время подвижная система измерительного прибора фиксируется в том положении, в котором она находилась перед появлением импульса, так что точность показаний прибора не ухудшается.

Существенным преимуществом регуляторов с амплитудно- и широтно-импульсной модуляцией (АИМ, ШИМ) является возможность осуществлять многоканальное регулирование. При этом один Р. и. управляет работой нескольких объектов управления (рис. 1, а) за счет временного разделения каналов регулирования, осуществляемого импульсными элементами , работающих с одинаковыми или кратными периодами повторения Т, но сдвинутых по фазе на величину АТ (рис. 1, а и б). Для исключения взаимного влияния каналов должно соблюдаться условие: , если в Р. и. применяется амплитудно-импульсная модуляция (АИМ), или тмакс если в Р. и. применяется широтно-импульсная модуляция (ШИМ). Здесь N - число каналов регулирования, - длительность управляющих импульсов, модулируемых по амплитуде, а - макс., длительность импульсов,

модулируемых по ширине. Такой способ регулирования удешевляет систему автомат, управления за счет экономии регулирующей аппаратуры.

Осн. преимуществом Р. и. с частотно- и широтно-импульсной модуляцией (ЧИМ и ШИМ) является сочетание высокого качества регулирования с конструктивной простотой и надежностью, характерными для релейных систем. Высокое качество регулирования обеспечивается здесь линеаризующим действием час-тотно-импульсной модуляции (ЧИМ) или широтно-импульсной модуляции (ШИМ), благодаря которому динамические характеристики Р. и. приближаются к характеристикам линейных регуляторов.

1. Многоканальная импульсная система автоматического регулирования: а - структурная схема; б - диаграмма работы импульсных элементов; - регулируемые величины, fi - задающие сигналы, сигналы ошибок, воздействия

2. Блок-схема частотно-импульсного регулятора.

В то же время релейный характер выходного (управляющего) сигнала таких Р. и. позволяет применять простые и надежные исполнительные механизмы с релейным управлением: асинхронные двигатели с короткозамкнутым ротором, электрогидравлические или электропневматические приводы, соленоидные клапаны, шаговые двигатели и т. п. В качестве примера на рис. 2 изображена блок-схема простейшего частотно-импульсного регулятора. Сигнал ошибки , усиленный усилителем напряжения УН, поступает на интегрирующий ДС-фильтр. Сигнал после фильтра, усиленный усилителем мощности УМ, подается на реле РУ, управляющее работой исполнительного механизма ИМ и реле времени РВ. Реле РВ, срабатывая с небольшой временной задержкой , разряжает конденсатор С.

Это приводит к возврату реле РУ и остановке ИМ. В результате на выходе РУ появляются прямоугольные импульсы с постоянной длительностью частотой, приблизительно пропорциональной сигналу ошибки . По динамическим свойствам такой Р. и. близок к простейшему линейному астатическому регулятору (И-регулятору), а по конструктивной простоте и надежности - к -позиционному релейному регулятору. Импульсный способ передачи информации обладает повышенной помехозащищенностью. Поэтому Р. и. применяют в системах автомат, управления, содержащих проводные или радиотехнические каналы связи. Примерами таких систем являются радиолокационные станции сопровождения, системы телеуправления промышленными объектами и т. п. В электроэнергетике большое распространение получили широтно- и частот-но-импульсные регуляторы напряжения, частоты и активной мощности. В СССР серийно выпускается большой ассортимент устройств для одно- и многоканального импульсного и цифрового регулирования, напр., серия Р. и. типа РП, электронная система многоканального импульсного регулирования типа пневматические обегающие устройства типов предназначенные для 8- и 16-канального импульсного регулирования и выпускающиеся в составе системы «СТАРТ», машины для централизованного контроля и многоканального цифрового регулирования типов «ЭЛРУ», «Зенит», «Цикл-2», «АМУР», «МАРС-200Р» и др.

Р. и. вместе со спец. логико-вычисл. устройствами позволяют создавать системы экстремального регулирования, предназначенные для автоматического поддержания максимального (минимального) значения регулируемой величины. Примерами экстремальных Р. и. являются частотно-импульсный экстремальный регулятор «ЭРА-1» и экстремальные пневматические Р. и. серии АРС (система «СТАРТ»). Лит.: Цыпкин Я. 3. Теория линейных импульсных систем. М., 1963 [библиогр. с. 926-963]; Боярченков М. А. [и др.]. Импульсные регуляторы на бесконтактных магнитных элементах. М.- Л., 1966 [библиогр. с. 119]; Кунцевич В. М., Чеховой Ю. Н. Нелинейные системы управления с частотно- и широтно-импульсной модуляцией. К., 1970 [библиогр. с. 330-336]. Ю. Н. Чеховой.

И ТРАНЗИСТОРНОГО ИМПУЛЬСНОГО РЕГУЛЯТОРА НАПРЯЖЕНИЯ

Ключи на биполярных транзисторах составляют основу большинства импульсных и цифровых схем, с их помощью реализуются широко используемые схемы транзистор-транзисторной логики ТТЛ. Наибольшее распространение получил ключ с общим эмиттером (рис. 5.1), в котором нагрузка R К включена в цепь коллектора транзистора.

Рисунок 5.1 - Схема транзисторного ключа

В ключевом режиме транзистор находится в двух основных состояниях.

1 Состояние (режим) отсечки (ключ разомкнут). При этом через транзистор протекает минимальный ток I К = I КО » 0. Для того, чтобы транзистор находился в состоянии отсечки, необходимо сместить в обратном направлении эмиттерный переход транзистора, т.е. для транзистора n-p-n типа выполнить условие U БЭ < 0. Это достигается либо при U ВХ < 0, либо подачей на базу постоянного напряжения смещения Е СМ, которое обеспечит U Б < 0 при U ВХ = 0.

Мощность, теряемая на транзисторном ключе в режиме отсечки Р К = U К I К, очень мала ток как мал ток.

2 Состояние (режим) насыщения (ключ замкнут). В этом режиме оба перехода транзистора смещены в прямом направлении, т.е. электрическое сопротивление цепи коллектор - эмиттер очень мало (близко к нулю). Ток через транзистор в режиме насыщения определяется резистором R .К:

I КН = (Е К - U КН)/R К » Е К / R К, (5.1)

так как U КН » 0.

Режим насыщения достигается при

I Б = I БН = I КН / K I = I КН / h 21Э. (5.2)

Для надежного насыщения транзистора необходимо, чтобы условие (5.2) выполнялось при минимальном значении статического коэффициента усиления h 21Э = h 21Э min для транзисторов данного типа. При этом входное напряжение должно удовлетворять условию

U ВХ /R 1 - Е СМ / R 2 ³ I БН g = gI КН / h 21Эmin (5.3)

где g - степень насыщения (g = 1,2...2).

Как и в режиме отсечки, в режиме насыщения мощность, теряемая на транзисторном ключе Р К = U К I К очень мала, так как мало напряжение U КЭН. Напряжение U КЭН приводится в справочниках. Для создания электронных ключей следует выбирать транзисторы с малым U КЭН << Е К.

Ключевые элементы применяются также в импульсных регуляторах напряжения, имеющих высокий КПД. Регулировать среднее значение напряжения на нагрузке можно изменением параметров импульсов. Наибольшее распространение получили широтно-импульсный способ регулирования, при котором амплитуда и период следования импульсов постоянны, а изменяется длительность импульса и паузы, а также частотно-импульсный метод, при котором постоянны амплитуда и длительность импульса, а изменяется период следования импульсов.

Импульсные регуляторы широко применяют как регуляторы и стабилизаторы напряжения, используемые для питания обмоток возбуждения электрических машин, электродвигателей постоянного тока, нагревательных элементов и других устройств и процессов, допускающих питание импульсным напряжением.

Импульсные регуляторы выполняются на тиристорах или транзисторах.

Транзисторный импульсный регулятор напряжения содержит генератор импульсов, параметры которых могут регулироваться вручную или автоматически, а на выходе генератора включен транзистор, работающий в ключевом режиме.

Отношение периода следования импульсов Т к длительности импульса t И называется скважностью Q И = Т/t И. Величина, обратная скважности, называется коэффициентом заполнения a = 1/Q И = t И /Т.

Среднее напряжение на нагрузке

U Н.СР = aЕ, (5.4)

где Е - напряжение питания выходного транзистора и последовательно включенной нагрузки.

Действующее значение напряжения

U Н..Д = ÖaЕ. (5.5)

Для активной нагрузки существенно действующее значение напряжения. Для нагрузки типа двигателя постоянного тока и нагрузки, работающей со сглаживающими фильтрами, важно среднее значение напряжения.

Если нагрузка носит индуктивный характер, то она должна шунтироваться диодом, включенным в обратном направлении. Диод защищает выходной транзистор от перенапряжений, возникающих в индуктивности при резком спаде тока в момент запирания транзистора. При этом ток в нагрузке становится непрерывным, протекая то от источника питания Е, когда ключ замкнут, то через шунтирующий диод, когда ключ разомкнут, за счет энергии, запасенной в индуктивности.

При идеальном ключе напряжение на нагрузке имеет форму прямоугольных импульсов, а ток пульсирует, изменяясь по экспоненциальной зависимости с постоянной времени t = L Н /R Н.

5.2 Описание лабораторной установки

Лабораторная установка включает:

Транзистор КТ808ГМ;

Набор резисторов;

Источники регулируемого напряжения;

Импульсный регулятор напряжения с широтно-импульсной модуляцией;

Вольтметры и миллиамперметры;

Электронный осциллограф.

Регулировать напряжение питания мощных потребителей удобно с помощью регуляторов с широтно-импульсной модуляцией. Преимущество таких регуляторов заключается в том, что выходной транзистор работает в ключевом режиме, а значить имеет два состояния - открытое или закрытое. Известно, что наибольший нагрев транзистора происходит в полуоткрытом состоянии, что приводит к необходимости устанавливать его на радиатор большой площади и спасать его от перегрева.

Предлагаю простую схему ШИМ регулятора. Питается устройство от источника постоянного напряжения 12В. При указанном экземпляре транзистора, выдерживает ток до 10А.

Рассмотрим работу устройства: На транзисторах VT1 и VT2 собран мультивибратор с регулируемой скважностью импульсов. Частота следования импульсов около 7кГц. С коллектора транзистора VT2 импульсы поступают на ключевой транзистор VT3, который управляет нагрузкой. Скважность регулируется переменным резистором R4. При крайнем левом положении движка этого резистора, см. верхнюю диаграмму, импульсы на выходе устройства узкие, что свидетельствует о минимальной выходной мощности регулятора. При крайнем правом положении, см. нижнюю диаграмму, импульсы широкие, регулятор работает на полную мощность.

Диаграмма работы ШИМ в КТ1

С помощью данного регулятора можно управлять бытовыми лампами накаливания на 12 В, двигателем постоянного тока с изолированным корпусом. В случае применения регулятора в автомобиле, где минус соединён с корпусом, подключение следует выполнять через p-n-p транзистор, как показано на рисунке.
Детали: В генераторе могут работать практически любые низкочастотные транзисторы, например КТ315, КТ3102. Ключевой транзистор IRF3205, IRF9530. Транзистор p-n-p П210 заменим на КТ825, при этом нагрузку можно подключать на ток до 20А!

И в заключении следует сказать, что данный регулятор работает в моей машине с двигателем обогрева салона уже более двух лет.

Список радиоэлементов

Принцип последовательной стабилизации напряжения состоит в том, что формируется постоянное напряжение, минимальное значение которого превышает требуемый уровень стабилизированного напряжения. Разность этих напряжений падает на мощном регулирующем транзисторе, который включается последовательно с нагрузкой. Мощность, рассеиваемая на регулирующем транзисторе, является достаточно большой. Это определяет относительно невысокий, особенно при стабилизации малых напряжений, коэффициент полезного действия, часто не превышающий 50%.

Существенно больших значений коэффициента полезного действия стабилизатора напряжения можно достичь, если регулирующий постоянное напряжение транзистор заменить импульсным коммутатором. Среднее значение выходного напряжения в такой схеме регулируется тем, что коммутатор периодически открывается и закрывается, а отношение времени его открытого состояния к периоду повторения может регулироваться. После коммутатора в такую схему включается фильтр, сглаживающий пульсации выходного напряжения. Чтобы не возникало потерь мощности, используют, как правило, фильтры LC-типа. Описанный принцип предусматривает включение коммутатора в цепь вторичной обмотки сетевого трансформатора, поэтому такие стабилизаторы напряжения называют вторичными.

В сетевых источниках питания следует учитывать мощность потерь силового трансформатора. Она может быть существенно снижена, если рабочая частота трансформатора составляет несколько килогерц, так как при этом его обмотки имеют меньшее число вигков. Сетевое напряжение выпрямляется и сглаживается непосредственно на первичной стороне, а затем с помощью транзисторного коммутатора преобразуется в высокочастотное переменное напряжение, которое и подается на соответственно рассчитанный силовой трансформатор. Для стабилизации выпрямленного сетевого напряжения на первичной стороне силового трансформатора используют импульсный транзисторный регулятор с изменяемой длительностью включения коммутатора. Такие стабилизаторы называют первичными. Они имеют высокий коэффициент полезного действия, доходящий до 80%. Еще одно преимущество таких источников питания состоит в том, что значительно снижаются габариты и вес используемых в них силовых трансформаторов.

16.5.1. ВТОРИЧНЫЙ ИМПУЛЬСНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ

На рис. 16.30 показана принципиальная схема регулирования выходного напряжения с помощью импульсного стабилизатора. Транзистор Ту переключается с частотой около 20 кГц из полностью запертого в полностью открытое состояние. Диод D предотвращает появление высокого напряжения самоиндукции дросселя при закрывании транзистора, так как ток дросселя, замыкаясь через диод, может продолжать течь по нему. Таким образом, в течение времени, когда транзистор Т

Рис. 16.30. Принцип работы импульсного вторичного стабилизатора.

закрыт ток нагрузки обеспечивается не только за счет емкости конденсатора, но и за счет самоиндукции дросселя. Это обусловливает хорошее сглаживание выходного напряжения без потерь мощности.

На рис. 16.31 представлена блок-схема устройства управления стабилизатора. Оно осуществляет сравнение выходного напряжения с опорным; если выходное напряжение меньше опорного, то модулятор устройства управления увеличивает отношение времени открытого состояния транзистора к периоду тактового генератора для импульсов управляющего напряжения Частота импульсов управляющего напряжения остается при этом постоянной. Она задается тактовым генератором.

Для расчета импульсного регулятора напряжения выясним, как зависит от времени ток, протекающий через дроссель. При этом будем сначала исходить из того, что емкость конденсатора бесконечно велика и пульсации выходного напряжения поэтому равны нулю.

Рис. 16.31. Блок-схема устройства управления.

Согласно закону электромагнитной индукции

В течение времени, когда коммутирующий транзистор заперт,

Ток дросселя, таким образом, снижается линейно во времени:

В течение времени, когда коммутирующий транзистор открыт,

В это время ток дросселя возрастает также линейно во времени:

График зависимости тока дросселя от времени изображен на рис. 16.32.

Согласно формулам (16.17) и (16.18),

Рис. 16.32. Временная диаграмма напряжений и токов в импульсном стабилизаторе напряжения.

Из этого соотношения следует

Таким образом, выходное напряжение импульсного стабилизатора напряжения прямо пропорционально коэффициенту заполнения импульсов коммутатора и не зависит от выходного тока, пока

Ток через открытый коммутирующий транзистор равен сумме тока нагрузки и тока заряда конденсатора. Отношение

будет тем больше, чем меньше величина индуктивности дросселя Величину а следует ограничивать значением 1,2, чтобы не завышать требуемых параметров транзистора коммутатора. Для определения величины рассмотрим соотношение, очевидное из рис. 16.32,

где величина сопротивления нагрузки.

При конечной величине емкости конденсатора на выходе стабилизатора будут иметь место пульсации напряжения. Ток заряда конденсатора составляет

Периоды заряда и разряда конденсатора соответствуют на рис. 16.32 заштрихованным областям на графике тока Для величины напряжения пульсаций выходного напряжения справедливо следующее соотношение:

Подставив соответствующие выражения из формул (16.19) и (16.20), получим

Так как здесь не учитывается омическое сопротивление конденсатора, то фактически измеренная величина напряжения пульсаций окажется несколько превышающей рассчитанную величину.

В отличие от непрерывного последовательного стабилизатора напряжения средний ток, протекающий через коммутирующий транзистор, получается меньшим, чем выходной ток. Пренебрегая потерями, можно записать следующее соотношение баланса мощности

Отсюда следует, что

Расчет импульсного стабилизатора напряжения следует проиллюстрировать числовым примером. Допустим, что требуется стабилизированное напряжение 5 В при токе нагрузки 5 А. Нестабилизированное входное напряжение равно 10 В. Частота генератора возбуждения составляет Выберем в качестве коэффициента перерегулирования тока величину При этих параметрах из формулы (16.21) получим величину индуктивности дросселя Максимальная величина накапливаемой такой индуктивностью энергии составляет Эту величину необходимо знать для выбора сердечника дросселя.

Допустим, что напряжение пульсаций выходного напряжения не должно превышать Тогда из формулы (16.22) минимально необходимая величина емкости конденсатора С составит

Импульсный стабилизатор с повышением напряжения

В описанной выше схеме стабилизатора, которая изображена на рис. 16.30, выходное напряжение всегда ниже входного.

Рис. 16.33. Схема импульсного стабилизатора для повышения входного напряжения.

Рис. 16.34. Схема импульсного стабилизатора для получения отрицательного выходного напряжения при положительном входном напряжении.

Изменив расположение элементов в схеме, можно, используя свойство самоиндукции получить выходное напряжение большее, чем входное. Когда в схеме, изображенной на рис. 16.33, транзистор запирается, потенциал на его коллекторе поднимается до величины, превышающей входное напряжение. При этом через диод D заряжается конденсатор С. Как и при выводе соотношений (16.17) и (16.18), для величины выходного напряжения можно записать

Остальные параметры схемы получаются так же, как соответствующие параметры ранее рассмотренной цепи стабилизатора.

Импульсный стабилизатор с инвертированием напряжения

Использование явления самоиндукции позволяет также при помощи импульсного регулятора напряжения получить из положительного входного напряжения отрицательное выходное. Схема такого варианта стабилизатора представлена на рис. 16.34. Когда транзистор закрывается, вследствие явления самоиндукции на коллекторе транзистора появляется отрицательный потенциал. При этом диод D открывается, и конденсатор заряжается до некоторого отрицательного напряжения. Для величины выходного напряжения справедливо следующее соотношение:

Устройство управления для всех трех схем стабилизаторов одинаково. Оно может быть выполнено в виде монолитной интегральной схемы, например типа TL 497 фирмы Texas Instruments или фирмы Fairchild.

Рассмотрим принцип импульсного регулирования сопротивления роторной цепи асинхронного двигателя, обеспечивающего, в конечном итоге, регулирование скорости двигателя (рис. 2.1).

Для уменьшения массогабаритных показателей добавочного сопротивления R доб (рис. 2.1, а) и упрощения схемы управления, R доб обычно включается в цепь выпрямленного тока ротора. Значение сопротивления цепи ротора изменяется импульсным методом с помощью коммутатора К, шунтирующего резистор R доб. При замкнутом ключе К коммутатора из цепи ротора выведено дополнительное сопротивление R доб, чему соответствует механическая характеристика 1 (рис. 2.1, б), близкая к естественной характеристике двигателя. Отличие характеристики 1 от естественной обусловлено наличием в роторной цепи собственного эквивалентного сопротивления неуправляемого выпрямителя UZ и сопротивления сглаживающего дросселя L (см. рис. 2.1, а).

Если ключ К включать и отключать с определённой, достаточно высокой частотой f к = 1/T к, то выпрямленный ток

(i dp), пропорциональный фазному току ротора (i 2), будет колебаться около некоторой средней величины (I dр), не достигая при этом своих установившихся значений (рис. 2.2). Амплитуда колебаний тока зависит от частоты коммутации (f к) и значения суммарной индуктивности выпрямленной цепи ротора (L d): чем больше частота и индуктивность, тем меньше амплитуда колебаний. В промышленных приводах частота коммутации устанавливается постоянной на уровне 200…500Гц. Значение индуктивности (L d)выбирается в зависимости от желаемого уровня пульсаций тока ротора (0,02…0,05) I dpн.

Среднее значение выпрямленного тока ротора (I dp), которым определяется момент двигателя при данном скольжении, зависит от скважности (относительной продолжительности включения) процесса коммутации ключа К:

Чем больше скважность, то есть чем больше время замкнутого состояния ключа К на периоде коммутации (Т к), тем больше среднее значение тока (I dp).

Таким образом, периодически замыкая и размыкая ключ коммутатора с определённой частотой f к и регулируемой скважностью (ε), можно, если пренебречь пульсациями, плавно изменять сопротивление роторной цепи.

Принципиальная схема силовой части асинхронного электропривода с импульсным регулированием выпрямленного тока ротора приведена на рис. 2.3. В цепи ротора двигателя включён неуправляемый выпрямитель UZ, собранный по трёхфазной мостовой схеме. Цепь выпрямленного тока ротора содержит дроссель L и добавочный резистор R доб, периодически шунтируемый тиристором VS1 тиристорного коммутатора.

Работа тиристорного коммутатора происходит следующим образом. При подаче управляющего импульса на вспомогательный коммутирующий тиристор VS к, он открывается, и происходит заряд коммутирующего конденсатора С к выпрямленным током выпрямителя UZ полярностью (см. рис. 2.3).

По окончании процесса заряда весь выпрямленный ток (i dp) протекает через резистор R доб. Тиристор VS к закрывается (напряжение между анодом и катодом его имеет отрицательную полярность). Если теперь подать управляющий импульс на тиристор VS1, то он откроется (полярность напряжения, прикладываемая к электродам «анод – катод», имеет положительный знак). Резистор R доб будет зашунтирован. Ток ротора из-за наличия индуктивности роторной цепи нарастает по экспоненциальному закону. Происходит колебательный перезаряд конденсатора С к через

диод VD к и дроссель L к полярностью, показанной (см. рис. 2.3) в скобках. При повторном открывании VS к это напряжение прикладывается положительным потенциалом к катоду тиристора VS1, что приводит к его закрыванию. Выпрямленный ток ротора спадает по экспоненциальному закону. Происходит вновь колебательный перезаряд конденсатора С к через дроссель L к и диод VD1 полярностью, показанной (см. рис.2.3) без скобок. Далее цикл повторяется.

Если э
лектропривод длительное время работает на полной скорости, когда тиристор VS1 открыт, то конденсатор С к должен достаточно долго сохранять свой заряд для последующего гашения тиристора VS1. Поскольку время сохранения полного заряда конденсатора ограничено, в коммутатор введена цепь подзаряда конденсатора. Подзаряд конденсатора осуществляется от дополнительного выпрямителя UZ к через цепь, образованную С к -VS1- L к — R к -UZ к. Резистором R к устанавливается требуемое значение зарядного тока.

Открытому состоянию тиристора VS1 соответствует механическая характеристика 1 (см. рис. 2.1, б), закрытому – характеристика 4. Соотношение открытого и закрытого состояния определяет скважность процесса коммутации и вид механической характеристики. При постоянной скважности 0 < ε < 1 получается характеристики типа 2 или 3 (см. рис. 2.1, б), причём ε 2 > ε 3 .

Среднее значение импульсного регулируемого сопротивления (R d) линейно зависит от скважности :

R d = R доб ×(1 - ε) (2.1)

и определяет среднее значение выпрямленного тока ротора:

Здесь E do – среднее значение выпрямленной ЭДС ротора при его неподвижном состоянии; S – скольжение; R э – эквивалентное сопротивление цепи выпрямленного тока ротора, которое определяется по формуле:

где m – пульсность выпрямителя (для мостовой схемы m = 6); Х д – индуктивное сопротивление фазы двигателя, приведённое к цепи ротора; R д – активное сопротивление фазы двигателя.

Индуктивное сопротивление фазы двигателя, приведённое к цепи ротора, определяется следующим образом:

Х д = Х 2 + Х 1 ‘,

Здесь Х 2 – индуктивное сопротивление фазы ротора; Х 1 ‘ = Х 1 /K е 2 – индуктивное сопротивление фазы статора, приведённое к ротору (K е – коэффициент трансформации двигателя).

Активное сопротивление фазы двигателя равно:

R д = R 2 + R 1 ‘,

где R 2 – активное сопротивление фазы ротора; R 1 ‘ = R 1 /K е 2 – активное сопротивление фазы статора, приведённое к ротору.

Сопротивление R доб выбирается исходя из обеспечения возможности регулирования скорости во всём диапазоне изменения нагрузок. В частности, его можно выбрать таким, чтобы начальный пусковой момент на характеристике 4 (см. рис. 2.1, б) был меньше момента холостого хода М хх.

Если же в связи с особенностями производственного механизма (например, при активном моменте нагрузки) наличие «мёртвой зоны», где невозможно регулирование скорости (см. рис. 2.1,б, участок между характеристикой 4 и осью ординат), недопустимо, то

последовательно с резистором R доб можно включить конденсатор С1, как это показано штриховой линией (см. рис. 2.3). При полном заряде конденсатора С1 и закрытом тиристоре VS1 ток в цепи ротора будет равен нулю, то есть граничная механическая характеристика будет совпадать с осью ординат, «мёртвая зона» будет отсутствовать.

Параметры элементов, составляющих схему коммутатора (значения сопротивлений, индуктивностей, ёмкостей) определяются исходя из обеспечения качественного процесса коммутации. Выбор элементов производится после анализа электромагнитных переходных процессов в цепи ротора, который позволяет рассчитать максимальные значения напряжений и токов для всех элементов роторной цепи.

Рассмотрим один из вариантов схемы управления тиристорным коммутатором (рис. 2.4). Она состоит из пяти основных узлов: генератора пилообразных импульсов, компаратора, детектора фронта, формирователя и узла токоограничения. Генератор пилообразного напряжения построен на трёх операционных усилителях А1, А2, А3 и вырабатывает напряжение U оп (рис. 2.5). Наклон кривой пилообразного напряжения определяется ёмкостью конденсатора С1 (см. рис. 2.4), сопротивлением R1 и значением напряжения (U п). Период колебаний генератора задаётся операционным усилителем А2 и значением прямого п
адения напряжения на диоде VD2.

Операционный усилитель А4 используется в качестве суммирующего усилителя

сигнала задания и обратной связи. На усилителе А5 реализован компаратор, при напряжении U у, превышающем U оп на выходе А5, появляется импульс U а (см. рис. 2.5).

Одновибраторы, реализованные на элементах D1, D2 и D5, D6, выполняют функцию детектора фронта и выдают положительные импульсы U в и U с при наступлении, соответственно, фронтов нарастания и спадания сигнала U а. Продолжительность импульсов может регулироваться в пределах 20…200 мкс, для обеспечения надёжного открытия тиристоров VS1 и VS к коммутатора сопротивлениями R13, R14 и конденсаторами С2, С3 (см. рис. 2.4).

Импульсы U в и U с поступают на формирователи, выполненные на базе транзисторов Дарлингтона VT1,VT2 и VT3, VT4 и импульсных трансформаторов. На усилителе А6 и триггере D7 реализован узел токовой защиты, блокирующий поступление управляющих импульсов на тиристор VS1.

Если в переходных режимах изменение напряжения управления (U у) происходит достаточно медленно по сравнению с периодом коммутации, то тиристорный коммутатор со схемой управления можно представить как безинерционное звено с ограничением. Входной величиной этого звена является управляющее воздействие (U у), выходной – скважность (e). Регулировочная характеристика коммутатора имеет вид (рис. 2.6).

Коэффициент передачи звена может быть подсчитан по выражению:

где U уmax – максимальное значение опорного пилообразного напряжения. Значение U у = U уmax соответствует e = 1.

Если учесть дискретность управления системы управления коммутатором, передаточная функция коммутатора может быть описана выражением:

W к (p) = K у , (2.5)

где τ у – время чистого запаздывания, вносимое системой управления, τ у ~ T к /2.